MTK 11AC high power项目技术经验总结

1、5G射频指标高信道差

1.1 问题描述：

此项目是在公版项目基础上改制，公版项目指标在5G全频段都是通过要求，信道指标平衡。但是，11AC模式下，TX高信道射频指标可达到的最大输出功率比公版项目低2.5dB，RX比公版差5dB。无法满足客户要求。（11AC模式指标达不到，11a指标也上不去18dBm），无法达到生产要求余量。对比数据如下。

TX数据（以上测试为开补偿）：

RX数据：

1.2 可能产生原因：

1、FEM 4591的前后阻抗没有匹配到预计的位置。

2、PCB的阻抗距离偏差的50Ω较大。

3、上件器件是否完全一致。

可能3分析：首先应该排查第三种可能，保证硬件器件上件齐全，不存在漏焊是前提。特别是4591前后器件对高频信号的影响是很大的。对比后排除此种可能。

可能1分析：PCB已经定型，先通过调整4591的匹配，看是否能将指标调整到要求范围内。与RFMD的原厂沟通得知，4591的调试需要将阻抗和相位调整到第二象限才是最好的理想状态。

第一版初始匹配：

 

 

调试优化较好匹配：

 

 

根据优化4591的输出端的匹配调整接近理想的位置后测试。测试高信道的指标，11AC模式，TX指标高信道输出最高功率为14.8dBm（11a达不到客户要求的18dBm），RX优化1.5dB。调试效果不明显。并且，依然达不到生产的要求。因此，需要深入分析PCB阻抗。

可能2分析：排查PCB布局布线的合理性。

与公版项目对比发现，主要的layout差异。

差异（1）4591芯片的铺地和滤波

第一版4591芯片的layout（异常）：

第二版优化layout设计（指标正常）：

差异（2）：5G天线焊接点的挖层大小和参考层选择

第一版挖空大小（2、3层挖空、底层为地参考）

第二版优化后挖空（2层挖空、3层为地参考）

差异（1）分析：

根据微带线阻抗的近似计算公式为：

根据上式的计算可知，PCB走线在板材Er和叠层固定的情况下，主要决定于走线宽度w和走线到参考平面的距离h。在4591中心接地PAD铺铜和打过孔两种情况，铺铜不仅能使整个芯片的地平面更加完整，特别是对TX、RX信号两边地完整有更好参考，阻抗能够好的匹配到芯片内部的50欧姆。在PA_Enable和Vdet管脚增加滤波对EVM也有一定的作用。

差异2分析：挖空大小尺寸不变，参考层也不变。但是，公版的PCB板厚是1.0mm，而，这个项目板厚变成1.6mm。板厚改变带来什么参数改变？

针对天线焊接点的参考层不同，参考层的改变特别是这个焊盘的寄生电容影响是很大，因此，会影响5G高频信号的阻抗。5G天线焊接点参考层的选择，关系到信号是阻抗连续性的问题。

5G焊接点与信号走线可看为微带线截断端，可以等效为一个与参考地的电容负载，因为一段很短的理想开路线可以等效为一个电容，因此，这里的电容负载也可以等效为一小段理想的开路线。等效电容负载可以近似为以下模型。

这里的寄生电容计算近似为：

Ci为介质系数。

得出，寄生电容大小决定于导线的宽度w和介质板厚h以及介质板的介电常数Er。

其实，这里挖空的天线焊接点也可以近似看为一个过孔。PCB过孔本身存在着寄生电容，假如则PCB过孔的寄生电容数值近似为：C=1.41εTD1/(D2-D1)。PCB过孔在铺地层上的阻焊区直径为D2,PCB过孔焊盘的直径为D1,PCB板的厚度为T,基板材介电常数为ε。PCB过孔的寄生电容会给电路造成的主要影响是延长了信号的上升时间，降低了电路的速度尤其在高频电路中影响更为严重。天线焊接端的参考层选择和挖层大小的会直接导致这个pad的寄生电容的大小（也即是阻抗的不连续性）。而电容器本身的频率效应可知：频率响应曲线：

 

因此，在5G焊接点产生的寄生电容要求越小越好，此时寄生的容性或感性减弱。这里根据实际layout布线和叠层，使用HSFF仿真建立焊接点的模型调整参考层和挖空窗口大小，使得调整S11和S21指标为最好的值即可。

1.3 解决：

由于叠层的改变，选择第三层为参考地，第二层的挖空面积与信号层pad同宽，5G射频指标保持整个频段的平衡，满足生产要求。